利用PLL估算器和弱磁技术（FW）实现永磁同步电机（PMSM）的无传感器磁场定向控制
磁场定向控制（Field Oriented Control，FOC）是这样一种方法：将某一磁通量（转子、定子或气隙）作为创建另一磁通量参考坐标系的基准，目的是退去定子电流转矩分量和励磁分量的耦合。去耦可以简化对复杂三相电机的控制，从而能像以单独励磁控制直流电机那样控制三相电机。这意味着电枢电流负责转矩的产生，励磁电流负责磁通的产生。在本应用笔记中，将转子磁通作为定子和气隙磁通的参考坐标系对PMSM进行FOC的特別之处在于:定子的d轴基准根据电机的数学模型进行位置和速度估算。因此,模型电流对应于d轴上的电枢反应磁通)设置为零。越接近真实硬件,佔算器的执行效果就越好。PMSM的转子磁体产生转子磁链Y。这与ACM不同,ACM数学建模取决于其拓扑结杓,主要分为两类:表面贴装需要磁化电流具有恒定的基准电流值,才能产生转圯和内部贴装型永磁休。针对应用的需求,这两个类均子磁链。有其优缺点。围绕表面贴装型永磁同步电札川发了相应气隙磁迸等丁永磁体产生的转」磁链与定子电流产生的的控制方案(图2),与其他类型的PMSM相比,其优电枢反应磁链的和,对于FOC的恒定转矩模式,d轴气点是转矩纹波低、价柊低。表面贴裝型PMSM的气隙磁隙磁通仅与平相等,d轴电枢反应磁通为零通比较平滑,因此定子的电感值非凸极PMSM〕,且反电动势( Back Electromagnetic Force,与此相对,在恒定功率运行时,定子电流的励憾分量BEMF)呈正弦波。用于削弱气隙磁场,从而提高转速。由于此类PMSM的气隙(包含置丁定子齿和转子铁芯在无需位置或速度传感器的无传感器控制中,主要的困难是实现一个稳健的遮度估算器,能够抵御温度、电磁之间的表面贴装磁体)较大,此类PMSM相对于具有同样尺寸和标称功率值的其他类电机,具有更小的感应系噪声等干扰。对于成本非常敏感或不允许有诸如位置传数。电机的这些特性在一定程度上简化了速度和位置估感器等移动部件的应用或者电机在电气条件非常恶劣的算器使用的数学模型,同时使得FOC更有效。环境下运行时,通常需要釆用无传感器控制。然而,不应将对精确控制的要求,特别是低速时的要求,当作就持续保持电杌转子的磁链滞后电枢磁链90度可以获得给定应用选择控制方案的关键因素。每安培的FOC转矩最大(见图3)。图永磁体表面贴装型的横截面电机的横截面1.转子转轴是252.转子铁芯3.电枢(定子4.带电枢线圈的电枢槽5转子永磁体6.气隙C 2010 Microchip Technology IncDS01292ACN第3页图相位矢量图(基本转速警告:在对磁体表面贴装型PMSM进行弱磁q时,稍不注意或未遵照电机制造厂商的规范槳作,就有可能使转」遭受机械损坏,永憾体被退憾。通常使用环氧树脂粘贴或者使用不锈钢或碳素纤维环米固定永磁体。若转速超出制造厂商指定的最大转速,永磁伓就可能脱落或损坏,从而导致转子以及其他附着在电机转轴上的机械部件遭到破坏。若气隙憾通密度超过了磁通密度曲线的拐点,就会屮PW导致退磁,如图5所示图永磁体的迟滞曲线(理论上)在FOC恒定功率模式下,无法有效实现PMSM的弱磁,原因是较大的气隙室间会导致减弱的电枢反应磁通对转子永憾体的磁链产生丨扰。基于这个原因,所能获得的最大转速无法高于待测电机基本转速的两倍。图4给出了恒定功率—弱磁模式下的相位矢量方向。图相位矢量图(高速迟滞由线1.水磁体的固有特性。2.永磁体的一般特性。其中磁场密度=磁场感应永磁体感应磁通值ld矫顽磁性=固有矫顽磁性DS01292ACN第4页c 2010 Microchip Technology Inc类估算器公式本应用笔记屮使用的估算器就是AN1162《交流感应电a cos(p Bsin(p机(ACIM)的无传感器磁场定向控制(FOC)》(见参考文献)中采用的估算器,只是在本文中用于sin(pPMSM电机而已。估算器来用PLL结构。其工作原理基于反电动势采用固定的定子坐标系,公式4代表定子电路公式。(BEMF)的d分量在稳态运行模式中必须等于零。图6给出了佔算器的框图。公式如图6中的闭环控制回路所示,对转」的估算转速()进行积分,以获取估算角度,如公式1所示C公式阝阝阝在公式4中,包含-β的项通过经 Clarke变换的相将BEMF的q分量除以电压常量Kd得到估算转速系统的对应测量倌得到。以Y型(星犁)连接的定子相如公式2所示:为例,和分别代表每个相的定子电感和电阻。若电机采用△连接,则应计算等效的Y型连接相电阻和电公式并在上述公式中使用佟7表小估算器的参考电路模型。电机的A、B和C端n()·)连接到逆变器的输出端。电压、和代表施加给电机定子绕组的相电压。代表逆变器桥臂间的线电压,相电流为和考虑公式2中给出的最初估算假设(BEMF的d轴值在稳态下为零),根据 BEMF q轴值的符号,使用BEMF d轴值对BEMq轴值让行校正。经过公式3显示的Park变换后,使用一阶滤波器对 BEMF d-q分量值进行滤波。图:估算器的原理框图LPFa BLPFqC 2010 Microchip Technology IncDS01292ACN第5页图估算器的电路模型公式ARsVAB其中=Y犁连接的电机相电感=采样时间等于PWM周期BC为遊变器的直流链路电压BLS为每相的最大峰值电流B2·汇代表其中将控制系统中实现的公式做进一步的演化,估算器公式=Y型连接的电机相电阻4中的电压a和∨B是在FOC的前一训算环节中得到的结果,它们不仅在控制的前一步骤中馈送给空间向量调制( Space Vector Modulation,SVM)电路,而且在公式4的最后一项中,电流对时间的导数会对软件造成当前步骤屮馈送给估算器电路。la和lB是相电流经扰。因此,估算器的每次执行周期中都引入了电流变Clarke变换后得到的,在估算器的每个工作环节中都将化的极值,该值必须小于估算器每次执行周期的最大被读取电流变化值,每当发生PwM屮断都将执行该周期。公式4中定子电感()和电阻()经过了归一化根据公式3,将得到的 BEMF和B值通过Park变以便简化计算并满足软件表小要求,如公式5所小。換转换到转子磁通的旋转参考坐标系,得到和值。在Pak变换中使用的角度p,是估算器前一执行环节中计算得到的。基于等丁零,優用一阶滤波器对BEMF的dq值进行滤波,并将滤波后的值代入估算器的主程序。公式2给出了的计算,即如何得到电气转遼。对电气转达进行积分得到转子磁通与c-B固定定子坐标系之间的角度(p)。在公式2,K表示表1给出的电压常量。公式6给出了电气转速计算中使用的归化公式代表1000其中=极对数,以及前面指出的其他输入DS01292ACN第6页c 2010 Microchip Technology Inc使用与BEMF中所用的相同一阶滤波器对转速反馈进行确定这样的特性参数是个耗时的过稈,和预期一样,这滤波。该滤波器的一般形式见公式7些特性参数的线性度极差。公式:调整和实验结果(()-(-1)当转速低于基本抟速时,进行算法调整非常简单,此时用最大转矩模式。通常,由电机制造厂商测量或给出其中的参数添加到攴持文件中,该=当前滤波器的输出文件随本应用笔记一起提供(见附录:源代码),(-1)=上一次滤波器的输出从而得到归一化的参数供估算器使用。得到的值随后被()=当前滤波器的输入添加到项目文件中,准备运行。=滤波器常量要测量的参数包括转子电阻、转子电感以及电压常量Kd。滤波器输出的直流值应该不含有由ADC采集引起的噪声或软件计算引入的高频变化。滤波器的调整取决于要可在电机的接线端测量定子电阻和电感,然后将测得的滤波的值( beMF d-q分量和电气转速)的变化速度值除以2,得到和值。对于Δ型连接的电机,若调整的结果是要保证足够的带宽,降低冇用信号损失的电机制造厂商提供了相电阻和电感,则应将它们除以3得到星型连接的等效相电阻和电感可能性。对于BEMd-q分量,有两种情形:(1)高速,在弱嵫模式中,由于缺乏转矩瞬变或髙加速斜率,变化所有电机的制造厂商均会给出电压常量K其实,您缓慢:(2)低速,速度变化取决于电机的机械常量(以也可以采取非常简单的步骤来测量这个参数,即以恒定及电机转轴上的负载)和基准速度升高或下降的斜的速度旋转转子转轴,同时测量电机线端的输出电(取较快的那个值)压。如果在转速为1000RPM的情况下读数,测得的电瓜为典型的RMS值。将读到的数值乘以2的川平方即可得到以KRPM为单位表示的值。弱磁()对于测试的电机参数,表1中的数据就是米取上述步骤PMSM的弱磁意味着绘旋转坐标系d轴方向的定子电流测得的。施加一个负值,作用是削弱气磁链逆变器的电压输出在定子电阻和感应电阻上产生压降表剩下的电压用于消除BEMF。BEMF与电机的转速和电压常量K成正比。考虑到逆变器的最大输出电压限值电机类型电机单位通过降低与气隙磁链呈正比的电机电压常量Kb即可提高转速。气隙磁链的降低自然会导致转矩降低。连接类犁由丁控制气隙弱磁所涉及的电机特性参数之间的关系错L-L电阻1922综复杂,因此情况有些复杂。LL电感-1kHz2.672H电枢d轴电流对气隙弱磁的影响取决于从电枢齿到转子电压常量Ka7.24铁芯的磁烙的形状和磁性。如前所述,磁体表面贴装的KRPM类型对有效弱磁并无益处,因此设计电机磁路时很可能环温度22.7C仅针对电机以基本转速运行的情况,一旦超过基入转速就会出现饱和现象。饱和效应会导致电气参数发生变化其中之一就是定子的磁链电感,该值会在磁模式下减小。C 2010 Microchip Technology IncDS01292ACN第7页在 dS PICDEM MCLV开发板的两条并联攴路上分别读取要调整的开环参数包括锁定时间、最终加速度以及基准必需的相电流,在ADC采集之后,将读到的值缩放至电流值。锁定时闫代表转子对齐所必需的时间,它取决合适的范围。电流的总缩放因子取决于读取并联支路的于负载初始转矩和转动惯量(这两个值越大,锁定时间差分运放的增益和流经电机的电流的最大值。例如,在就越长)。起动时上升到的最终转速(以RPM表小)并联支路电阻为0.005Ω的情况卜,44A的峰值相电流应没置得足够高,以使估算器计算的BEMF具有足够的和75的增益会导致ADC输入端的电压为33V。对电精度,达到最终转速的时间取决于连接到电机转轴上的流使用缩放因子1,经过例1的转换,得到的电流值将阻性负载:负载越人,达到最终基准转遮所需的时间就为Q15格式,釆用软件实现方案时,必须使用该格式越长。例采用开环控制替代闭环控制起到简化的目的,其中转子磁通和圊定参考坐标系之间的估算角由开环増速控制中使用的强制角替换。强制角不关心转子的位置,而是使抟了位置增加一个角度,从而使转子的位置成为一个不断增加的量。图1给出了控制环的另一种简化形式,即在支持文件屮,电流缩放因子缺少速度控制器,并且q轴的基准电流是硬编码的是通过实验确定的,而并非使用上述步骤,因此消除了q轴基准电流用于提供在转速开环上升阶段流终电机的可能由电气元件公差导致的训算误差。公式8中显小的电流;初始负载越高,所需的电流就越人,负载决定基缩放常量与內部软件变量相乘得到实际电流值。准转短。公式:例2给出了基准电流设置的宏定义,将实际的电流值输入参数归一化至软件要求的范围,其算依赖于电流缩放常量(),最初是通过计算0确定的。作为输入的实际电流值的单位应为安培,并且处于[,]范围内。反之,要获取缩放常量,可以将实际电流值除以软件表示的十进制数。在稳态工作条件下,使用电流探针和例MPLAB③IDE的数据监视和捕捉接凵( Data monitorand capture Interface,DMc)功能,在示波器上测量峰值电流,并将测得的值除以DMCI给出的对应值即可完成上述操作。欲知有关DMC|用法的细节,请查询MPLAB IDE帮助文件。要使算法在开环系统中工作,从而禁止初始调节时的闭公式4显小在阻抗和感抗电压降计算中包含采集的电环控制环节,则应启用例3中给出的特定宏代码定义。流。由于采集过程中叫能存在噪声,需要对感抗电瓜降计算中包含的导数项进行限制以获得有效值。对于待测例电机来说,最人转速为5500PRM,峰-峰值电流为5A的情况下,最大电流变化为每50us025A就最初校准而言,电机起动时应带有负载,此时需要调整开环斜率参数。这对于在激活闭环控制之前,潜在P控制器的重新校准,甚全是一些初始过渡阶段的校验(比如强制角和估算角之间的角误差以及实验确定电流缩放常量),以及最初开环上升参数的精调非常有用。DS01292ACN第8页c 2010 Microchip Technology Inc对于采用弱磁后电机转速超过标称转速的情祝,由于系把这些考虑个内,并考虑公式6,当BEMF保持恒定时统参数呈现非线性,因而调节将更为复杂转速和1/a之间就呈玩比例关系,如公式9所示。从这点开始调整的目的,是要在无负载的条件下,实现测试电机标称转速的倍增。公式:警告:通常,电机制造厂商指出了不损坏电机时能够达到的最大转速(可能比额定电流时的制动点速度要大);如果未指出,电机的运行速度可能更高,但只能作一小段时间(断断续续地),还要承担前一节中于是对于转速倍增而言,为了弥衤感电压降,考虑每所述的退磁或机械损坏风殓电压常数1/d的上升超过一半(125%)的情沉。在查找衣中给出了1/d随转速的变化关系,查找索引在弱磁模式中,如果转速超过标称值而造成FOC失效,随时可能损坏逆变器。其原取决于转速。在开始韶分,查找表将表示1/φ随因在于,BEMF值将大于标称转速时产生转速ω的线性变化关系,不过稍后根据负载情况可对线性变化进行微调以便获得最佳能效。查找索引的获的BEMF值,从而超出DC母线电压值而这是逆变器的功率半导体和DC链路电容得,是把转了实际转速减去弱磁策略开始旄行之后的转速,再除以一个缩放因子。索引缩放因子给出了查找表不得不予以支持的电压。由于打算进行的调整意味着反复的系数校正,直至达到最的精细稈度度量,所以,对于相同的转速范围,缩放因优运行状况,为了防止在高速时电机停子越人,在查找表中得到的点就越少,而点代表的是加转,应确保使用相应电路对逆变器进行保以老虑的转速域。对于我们考虑的电机,最大转速是27500单位,其中5000单位表示1000RPM。考虑缩放因子为1024,弱磁开始转速是13000单位,结果是对调整原理的解释始于图4中的矢量图。考虑在(逆变(27500-13000)/1024=141。作表中有大致15项就器能够提供的)最大电压时生成每安培最大转矩所需的足以覆盖期望的转速范围。反过来计算,假如查找表中电流,低于标称转速时,它表示的只是q分量,这是转有17项,可能的最大转速将是17·1024+13000=矩生成所必需的。口前,等于;但是,弱磁策略开30408单位,约为6000RPM。由于估算的电流速度总始之后,定子电流将等丁d、q分量的矢量和。假设是存在某种程度的噪声,而且在速度值改变时索引的计定子电流及输入电压(绝对值)不变,定子电阻算可能不稳定,因此在软件屮计算索引时,使用的不是上的电压降也将不变,而感抗电压降将随转速成比例增(估算的)电流速度,而是基准速度。可以考虑基准速加。但是,由于表面贴装PM的感应系数值很小,在与度的变化斜率足够慢,从而估算速度能够很接近它。其他隐含指出的测量值进行比较时,可以忽略感抗的增考虑基准和最人遮度之间的线性变化关系,查找表值将加。把这一前提考虑在内,在对电机进行加速时,可以看上去类似于例4,且将使用实验获得的结果更新查找认为弱磁时BEMF是忸定的,由于感抗电压降的增加,BEMF的稍许下降是可以接受的。表值。表中的第一个值表示电机基时的1/d值,如同使用支持文件()所计算的那样。C 2010 Microchip Technology IncDS01292ACN第9页例:电压常数倒数初始化查找表电流的负d分量作用是减小电压常数Φ,在理想情况下是成比例的,如前所述,这为提升转速留下更人空另一方面是弱磁模式屮定子磁链电感的变化,它也是非线性的。为了消除它的影响,意味着要使用另一个査找表,其査找索引如前所述相同。表中的项表示的是转速①时的电感变化率(o),具体值是其索引除以基速时的两倍。表中第一项始终应该是,因为是基速电感除以两倍白身。此时,表中其余各项填充的值都好像其电慼是基速时的一半(例6)。例:电感变化初始化查找表使用标称电流运行电机,将不会导致磁铁的永久消磁。所以,强制d分量(亡负责气弥净磁通密度下降)为标称电流将不会有破坏性影响。在稳态时,由于缓慢的加速斜率以及没有阻抗转矩(除了轴承摩擦和风扇之外),无负载工作吋所需的q分量将非常小。实践中,d轴电流分量的设定通过查找表来进行,其索引与用来查找电压常数耷找表的索引相同。最初,表中填充的值将是电流与转速Q呈线性关系的值(表中的第一项表小的基速值,最后一项表小标称的电流值),如例5所示。例:轴基准电流初始化查找表出于测试目的,在软件中使用缓慢的斜率作为基准速度,使用如下的定义进行激活,如例7所示。例DS01292ACN第10页c 2010 Microchip Technology Inc
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电子噪声与低噪声设计
本书致力于利用随机噪声理论分析和解释电子系统中噪声的产生和传播问题，介绍各种噪声源相关的机制和模型，说明不同噪声的特性和传播方式，以及线性电路中的噪声分析方法和噪声特性测量方法，并详细介。。。内容简介电子噪声包括内部固有噪声和外部干扰噪声。电子噪声是影响检测系统性能的主要因素之一。在通信系统中,噪声可能导致信息传输错误本书致力于利用随机噪声理论分析和解释电子系统中噪声的产生和传播冋题,介绍各种噪声源相关的机制和模型,说明不同噪声的特性和传播方式,以及线性电路中的噪声分析方法和噪声特性测量方法,并详细介绍各种不同噪声的抑制方法,给出大量实例,总结出低噪声设计的规则和要点。木书可用作电子工程、自动化、测试技术与仪器等专业的本科生或研究生教材,也可供涉及电子噪声和电磁兼容性的工程技术人员参考。本书封面贴有清华大学出版社防伪标签,无标签者不得销售版权所有,侵权必究。侵权举报电话:010-6278298913701121933图书在版编目(CIP)数据电子噪声与低噪声设计/高晋占编著.一北京:清华大学出版社,2016ISBN978-7302-43559-4I.①电…Ⅱ.①高…Ⅲ.①电子系统一噪声②电子系统一低噪声一设计ⅣN.①TN911.4②TN722.3中国版本图书馆CIP数据核字(2016)第081960号责任编辑:王一玲封面设计:常雪影责任校对:梁毅责任印制:沈露出版发行:清华大学出版社pogtlt:http://www.tup.com.cn,http://www.wqbook.com地址:北京清华大学学研大厦A座邮编:100084社总机:010-62770175邮购:010-62786544投稿与读者服务:010-62776969,c-service(@tup.tsinghua.edu.cn质量反馈:010-62772015, zhiliang tup. tsinghua.edu.cn印装者:清华大学印刷厂经销:全国新华书店开本:185mm×260mm印张:21字数:522千字版次:2016年6月第1版印次:2016年6月第1次印刷印数:1~1500定价:59.00元产品编号:06269401在电子电路和系统中,噪声是个重要问题。噪声污染有用信号,并使信号包含的信息增加了不确定性。电子噪声是影响检测系统性能的主要因素之一。在通信系统中,噪声可能导致信息传输错误。即使在噪声阈值较高的数字电路和计算机系统中,严重的噪声可能造成存储位的变化和程序运行混乱噪声包括内部固有噪声和外部干扰噪声。内部固有噪声是由载流子的随机运动引起的,有些固有噪声源可以通过在制造过程中提高加工质量加以控制,但其中大多数是基础噪声,不取决于技术。而外部干扰噪声是由外部噪声源发岀,经过某种耦合渠道对电路污染的结果。这两种噪声具有不同原因,它们需要不同的处理方法,在多数书籍和文献中,这两种噪声都是分别对待的,外部干扰噪声通常是电磁兼容性(EMC)相关书籍的主题。但是,这两种噪声引起的问题是类似的,应该综合在一起考虑。在处理其中的一种噪声时,有理由必须把另一种噪声也考虑在内。例如,当处理弱信号的电路无法正常工作时,污染了有用信号的噪声是源自于该电路本身还是从外部拾取的,从用户的角度来看都是无关紧要的。在这两种情况下噪声都会掩盖信号,在最坏的情况下则不能恢复信息内容。因此,只努力抑制电路的固有噪声,但缺乏抵御干扰噪声的保护手段,电路的噪声特性就会大打折扣。另外,在设计屏蔽措施时,努力把干扰噪声降低到固有噪声幅度之下,往往没有多大意义。本书涵盖上述两种噪声,致力于分析和解释电子系统中各种噪声的来源和性质,介绍各种噪声源的机制和模型,说明不同噪声的特性和耦合方式,以及线性电路中的噪声分析方法和噪声特性测量方法,介绍各种噪声的抑制措施,给出低噪声设计的规则和方法。许多种噪声具有随机性,其描述方式和分析方法不同于确定性信号,不太容易理解,本书第1章首先介绍随机噪声的基本原理和特性,这是后续各章及延续阅读的理论基础。第2~5章致力于固有噪声,这种噪声取决于电子器件和电路设计。第2章介绍各种固有噪声源的特性和描述方法;第3章介绍各种噪声参数和噪声分析方法;第4章介绍电子系统中常见的电子器件的噪声源、噪声模型和噪声特性;第5章介绍常用的噪声性能测量方法。前言第6~8章致力于外部干扰噪声,这种噪声受设备的物理结构和电路布局的影响很大。第6章介绍各种干扰噪声源和干扰耦合途径,除电磁噪声外,还特别介绍机械原因或温度扰动引起的噪声;第7章介绍干扰噪声抑制方法,重点是屏蔽和接地;第8章介绍常见干扰噪声源的噪声产生机制和预防措施。第9章介绍低噪声电路设计的方法和技术,包括选择低噪声有源器件,确定电路组态和工作点,噪声匹配的实现等,特别分析了反馈对噪声性能的影响。本书可用作电子、通信、自动化、测试技术与仪器等专业的高年级本科生或研究生教材,也可供涉及电子噪声和电磁兼容性的工程技术人员参考。由于作者水平所限,书中难免存在缺点和错误,恳请广大读者批评指正高晋占2015年10月于清华园符号說明1.基本符号X电抗的通用符号,单位为Ω频率通用符号,单位为Hz导纳的通用符号,单位为Sfo中心频率,单位为Hz阻抗的通用符号,单位为Ω截止频率,单位为Hz角频率通用符号,单位为rad/s电流通用符号,单位为A2.线性系统符号距离或长度,单位为mA(t)幅度函数电压通用符号,单位为V)相位函数器件内部的等效电阻,单位为9G(a)幅频特性函数B系统频带宽度,单位为Hz相频特性函数B电纳的通用符号,单位为Sh(t)冲激响应函数C电容的通用符号,单位为FH(j)频率响应函数E数学期望运算子H()传递函数电导的通用符号,单位为SH(x1)离散传递函数电流的有效值,单位为A3.随机噪声符号平均直流电流,单位为A噪声电压L电感的通用符号,单位为H噪声电流互感的通用符号,单位为H噪声电压的均方值P功率的通用符号,单位为W噪声电流的均方值R电阻或等效电阻,单位为ΩE电路的输入电阻,单位为Ω噪声电压的有效值,En=√eR电路的输出电阻,单位为噪声电流的有效值,n=√R负载电阻,单位为Ω噪声电压的平方根谱密度,单位R信号源内阻,单位为Ω为V/√Hz电压的有效值,单位为V噪声电流的平方根谱密度,单位热力学温度(旧称绝对温度),单为A/√Hz位为K热噪声电压符号说明热噪声电流共射接法下集射极之间的微变电散弹噪声电压阻散弹噪声电流场效应管漏源之间的等效电阻1/f噪声电压导通电阻1/f噪声电流二极管,场效应管的漏极F噪声系数( noise factor)场效应管的栅极噪声因数( noise figure),单位为dBS场效应管的源极S信噪比二极管电流,漏极电流B等效噪声带宽共射接法下的基极电流△f窄带宽度共射接法下的集电极电流p(x)x的概率密度函数共射接法下的发射极电流x的均值共基接法下的电流放大倍数,a=x的方差△Ic/△Ix的标准差共射接法下的电流放大倍数,B=x的均方值△Ic/△IBC2(x)x的自协方差函数共射接法下的直流电流放大倍Cx(x)x的归一化自协方差函数数,B=Ic/IBCx(z)x和y的互协方差函数5.其他符号Cx(x)x和y的归一化互协方差函数电磁辐射速度,c=2.998×10m/sR2(r)x的自相关函数h普朗克( Planck)常数,h=6.62R2(x)x和y的互相关函数1034JsS(f)噪声的功率谱密度函数k玻耳兹曼( Boltzmann)常数,k=S2(f)噪声电压的功率谱密度函数1.38×1023J/K(f)噪声电流的功率谱密度函数电子电荷,q=1.602×10-°C2(f)x的功率谱密度函数波长,mS2(f)x和y的互功率谱密度函数介质的介电常数p(x)x的归一化自相关函数自由空间的介电常数,Eo=8.85×(x)x和y的归一化互相关函数10 pF/mmJ|雅可比( Jacobi)行列式对自由空间的相对介电常数,En=4.半导体器件参数符号基极介质的磁导率C集电极自由空间的磁导率,A0=4x发射极10Hm1=4x×10pH/mmfr晶体管的特征频率,即共射接法对自由空间的相对磁导率,=下电流放大倍数为1的频率,单/0位为Hz介质的电导g跨导铜的电导,=5.82×107S/m基区体电阻对铜的相对电导,01=a/0rb’e发射结的微变等效电阻CMRR共模抑制比第1章随机噪声基础1.1随机噪声概述…………1.1.1噪声定义与分类1111.1.2内部固有噪声和外部干扰噪声比较1.1.3噪声的影响1.2随机噪声的概率分析方法…3471.3随机噪声的统计特征…1.3.1均值、方差与均方值········,····,·,,··,,,,,,······,·······,·,,1.3.2相关函数与协方差函数…1.3.3功率谱密度函数151.4常见随机噪声171.4.1白噪声与有色噪声171.4.2窄带噪声………………………………………………………191.5随机噪声通过电路系统的响应…211.5.1随机噪声通过线性系统的响应……………………………211.5.2随机噪声通过非线性系统的响应24第2章电子系统中的固有噪声源……………………………………………………292.1热噪声302.1.1热噪声的起源…302.1.2热噪声的特性……………………302.2扩散噪声……………………………………352.3散弹噪声362.4量子噪声………………………………………………………………………………39Ⅵ目录2.5产生-复合噪声(G-R噪声)…………………………………………………………402.61/f噪声…422.7爆裂噪声……………………………………………………………………452.8雪崩噪声…第3章噪声参数与噪声分析503.1.功率和增益3.1.1功率的各种常用定义513.1.2资用功率和资用功率增益…3.1.3可交换功率和可交换功率增益553.2等效噪声带宽…563.3线性一端口的噪声参数……603.3.1等效噪声电阻…………………………………613.3.2等效噪声温度623.3.3其他噪声参数……633.4线性二端口的噪声模型与噪声参数653.4.1E-Ⅰ噪声模型及等效输入噪声电阻…………………3.4.2等效输入噪声温度………693.4.3工作噪声温度……………723.4.4噪声系数……733.4.5噪声测度………………………………………………………………813.5二端口噪声分析………833.5.1二端口的噪声模型变换…………………………………………………833.5.2等效噪声源相关时二端口的噪声分析…………84第4章电子器件噪声884.1电阻噪声………884.1.1电阻的噪声机制与噪声指标…………………………894.1.2低噪声电阻的选择4.2电容、电感和电池噪声934.3半导体二极管的噪声特性…………………………………………………………954.4双极型晶体管(BJT)的噪声特性……994.4.1BJT的结构、等效电路和噪声源………………………………………994.4.2BJT的噪声参数1024.4.3BJT噪声的频率分布……………………………………………………1044.5场效应管(FET)的噪声特性1075.1FET的结构与噪声源…………1074.5.2FET的噪声等效电路与噪声参数1104.6运算放大器的噪声特性………………………………………………………113目录4.6.1运算放大器的等效输入噪声模型………………………………1134.6.2运算放大器噪声性能计算1164.7传感器电路噪声分析………………………………………………………122第5章噪声性能测量1335.1噪声测量常用方法……1335.2噪声测量中的检波器和平均器………………………………………………………1365.3噪声功率和有效值的测量误差1404噪声功率谱密度测量………………………………………………………1425.5二端口等效输人噪声测量1465.6噪声系数测量…………………………………………………………………1475.7噪声温度测量……1545.8其他噪声性能的测量和计算………………………………………………1575.9噪声发生器160第6章干扰噪声1666.1外部噪声源………………………………………1676.1.1自然噪声源…1686.1.2电磁噪声源1706.1.3静电噪声源…1736.1.4非电起源的干扰噪声源………………………………………………1746.1.5干扰噪声的频谱分布1766.2干扰噪声耦合途径……………………………………………………………1776.2.1传导耦合…1796.2.2电场耦合………………………………………………………1836.2.3磁场耦合………1866.2.4电磁辐射耦合………1916.2.5耦合模式……………………………193第7章干扰噪声抑制方法…1967.1电磁屏蔽………………………………………………………………………1967.1.1场传播与波阻抗1977.1.2屏蔽层的吸收损耗……………………………………………………2007.1.3屏蔽层的反射损耗2027.1.4屏蔽层中的多次反射…………………………………………2067.1.5屏蔽效能分析与综合2087.1.6影响屏蔽效能的其他因素…………………………………2117.1.7屏蔽总结2147.2电缆屏蔽层接地216
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